使用超級電容器(supercapacitor)并在便攜式微功率應用中取代電池這一概念的發展勢頭越來越猛(參考文獻1)。事實上，它已成為時下更引人注目的技術趨勢之一。
當把諸如Maxwell TECHNOLOGIES的BOOSTCAP和Elna的DYNACAP等超級電容用作電源時，它們具有比傳統可充電電池大得多的優勢。例如，它們對短路具有很強抵抗力、充電周期很短以及實際上幾近無限的充放電次數(可達100萬次，而充電電池才1000次)，從而提供了一種環保、“沒有一次性器件”的方案。此外，大多數超級電容滿足歐盟對有害物質(RoHS)方面的使用限制。
從設計角度看，超級電容和電池的根本區別在于電容器在充/放電周期發生的顯著電壓變化。充電時，理論上，電容器的電壓從零上升到其最高額定電壓，而電池的端電壓在其工作周期中變化很小。超級電容是電子電容器的一個子集。可通過下式得出能從超級電容放電周期中(放電周期是指電容器的端電壓從其最大值VMAX變為最低工作電壓VMIN的過程)獲得的有效能量EEFF：
EEFF = 1/2 × C × ( V2MAX – V2MIN) (1)
相應地，有效能量比(EER)可定義為：
EEFF/ EMAX = 1–(VMIN/VMAX)2 (2)
其中EMAX代表電容器存儲的總能量。等式2明確表明，隨著我們通過減少電容器內的駐留電能，而降低了被供電電路的最低工作電壓VMIN，有效能效比可獲得極大地提升。對任何以電容供電的電路來說，能效比都是一個非常重要的設計考慮。 當電路內電子器件的最低工作電壓VMIN從3.6V降為1V時，能效比從48％提高到96％。因此，對于電容供電電路的設計來說，“擠壓器件的工作電壓”是首先要考慮的問題。
使用超低功率DC/DC升壓轉換器(如參考文獻2所述的無電感型轉換器，其工作電壓可低至0.7 V)可實現該目標，但它可能會增加設計成本和功耗。另一種選擇是使用針對超低電壓器件工作而研制的專用設計技術。
參考文獻3介紹的就是這樣一種低壓電路設計的好例子。建議采用的微功率、超低電壓、全頻、無二極管整流器就非常適合電容供電的電路(圖2)。 圖2：最簡單的無二極管精精密全波整流器采用單個軌至軌運算放大器和三個匹配的電阻。
為把握電路的工作原理，請務必注意：運算放大器工作在單電源模式。若將正信號加到輸入端(VIN> 0)，運算放大器的輸出就變為零，此時整個電路實際上轉變成一個簡單的由三個電阻(R1、R2和R3)串聯的無源網絡。當輸入信號為負時，運算放大器恢復“正常線性狀態”并作為常規反相放大器工作。為產生對稱的正半波和負半波輸出，R1、R2和R3的值必須要滿足如下條件：
R1 × R3 = R2 × (R1 + R2 + R3) (3)
在滿足等式3的條件下，電路在點2具有1/2的增益。可添加一個增益為2的非反相放大器以得到一致的整體增益，從而實現工作等式VOUT=|VIN|。
該電路具有一定局限性：其正負半波的輸入阻抗不同。理論上，正半波的阻抗是R1+R2+R3，而負半波的僅為R1。此外，運算放大器的輸入寄生電容(CP)會影響交流工作模式，尤其是在高頻范圍。(交流性能的詳細分析遠遠超出了本文范圍。我建議在實際設計中采用Spice仿真)。 該電路可采用多種軌至軌微功率運算放大器，例如：美國國家半導體的雙LM*2(VMIN= 1.8 V)；美信集成產品的雙MAX 4289(VMIN=1.0V)；或相似類型的產品。
由于典型的硅二極管具有約0.6V的正向壓降，因此其輸出動態范圍要從電源電壓中減去這0.6V。在構建電容供電電路(其中電路電源電壓應盡可能的低)時，這一考慮已變得相當重要。基于這個原因，建議采用的無二極管設計方案更適合電容供電模式。它節省了寶貴的0.6V電壓(考慮到運算放大器可工作在1V的這種可能性，0.6V的確非常有價值)，從而降低了電路的最低工作電壓，進而提高了方案的整體能效比。
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(本文轉自電子工程世界：http://www.eeworld.com.cn/mndz/2011/0329/article_6351.html)
當把諸如Maxwell TECHNOLOGIES的BOOSTCAP和Elna的DYNACAP等超級電容用作電源時，它們具有比傳統可充電電池大得多的優勢。例如，它們對短路具有很強抵抗力、充電周期很短以及實際上幾近無限的充放電次數(可達100萬次，而充電電池才1000次)，從而提供了一種環保、“沒有一次性器件”的方案。此外，大多數超級電容滿足歐盟對有害物質(RoHS)方面的使用限制。
從設計角度看，超級電容和電池的根本區別在于電容器在充/放電周期發生的顯著電壓變化。充電時，理論上，電容器的電壓從零上升到其最高額定電壓，而電池的端電壓在其工作周期中變化很小。超級電容是電子電容器的一個子集。可通過下式得出能從超級電容放電周期中(放電周期是指電容器的端電壓從其最大值VMAX變為最低工作電壓VMIN的過程)獲得的有效能量EEFF：
EEFF = 1/2 × C × ( V2MAX – V2MIN) (1)
相應地，有效能量比(EER)可定義為：
EEFF/ EMAX = 1–(VMIN/VMAX)2 (2)
其中EMAX代表電容器存儲的總能量。等式2明確表明，隨著我們通過減少電容器內的駐留電能，而降低了被供電電路的最低工作電壓VMIN，有效能效比可獲得極大地提升。對任何以電容供電的電路來說，能效比都是一個非常重要的設計考慮。 當電路內電子器件的最低工作電壓VMIN從3.6V降為1V時，能效比從48％提高到96％。因此，對于電容供電電路的設計來說，“擠壓器件的工作電壓”是首先要考慮的問題。
使用超低功率DC/DC升壓轉換器(如參考文獻2所述的無電感型轉換器，其工作電壓可低至0.7 V)可實現該目標，但它可能會增加設計成本和功耗。另一種選擇是使用針對超低電壓器件工作而研制的專用設計技術。
參考文獻3介紹的就是這樣一種低壓電路設計的好例子。建議采用的微功率、超低電壓、全頻、無二極管整流器就非常適合電容供電的電路(圖2)。 圖2：最簡單的無二極管精精密全波整流器采用單個軌至軌運算放大器和三個匹配的電阻。
為把握電路的工作原理，請務必注意：運算放大器工作在單電源模式。若將正信號加到輸入端(VIN> 0)，運算放大器的輸出就變為零，此時整個電路實際上轉變成一個簡單的由三個電阻(R1、R2和R3)串聯的無源網絡。當輸入信號為負時，運算放大器恢復“正常線性狀態”并作為常規反相放大器工作。為產生對稱的正半波和負半波輸出，R1、R2和R3的值必須要滿足如下條件：
R1 × R3 = R2 × (R1 + R2 + R3) (3)
在滿足等式3的條件下，電路在點2具有1/2的增益。可添加一個增益為2的非反相放大器以得到一致的整體增益，從而實現工作等式VOUT=|VIN|。
該電路具有一定局限性：其正負半波的輸入阻抗不同。理論上，正半波的阻抗是R1+R2+R3，而負半波的僅為R1。此外，運算放大器的輸入寄生電容(CP)會影響交流工作模式，尤其是在高頻范圍。(交流性能的詳細分析遠遠超出了本文范圍。我建議在實際設計中采用Spice仿真)。 該電路可采用多種軌至軌微功率運算放大器，例如：美國國家半導體的雙LM*2(VMIN= 1.8 V)；美信集成產品的雙MAX 4289(VMIN=1.0V)；或相似類型的產品。
由于典型的硅二極管具有約0.6V的正向壓降，因此其輸出動態范圍要從電源電壓中減去這0.6V。在構建電容供電電路(其中電路電源電壓應盡可能的低)時，這一考慮已變得相當重要。基于這個原因，建議采用的無二極管設計方案更適合電容供電模式。它節省了寶貴的0.6V電壓(考慮到運算放大器可工作在1V的這種可能性，0.6V的確非常有價值)，從而降低了電路的最低工作電壓，進而提高了方案的整體能效比。
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(本文轉自電子工程世界：http://www.eeworld.com.cn/mndz/2011/0329/article_6351.html)
